first_scool.pdf part of СХЕМИ_НА_КОМПЮТЪРНИ_ЗАХРАНВАНИЯ.part1.rar, SHEMI NA KOMPUTARNI ZAXRANVANIYA PSU text manual preview

Text preview for : first_scool.pdf part of SHEMI NA KOMPUTARNI ZAXRANVANIYA PSU

Back to : СХЕМИ_НА_КОМПЮТЪРНИ_ЗАХРА | Home

ЭНЕРГЕТИЧЕСКАЯ (СИЛОВАЯ) ЭЛЕКТРОНИКА

DC/DC ( )
, ..., « »,
. , . . . , , , , ... . , , , . ( .. ). . , . , ! DC/DC . , , .
ВНИМАНИЕ! В одной из частей своего повествования автор обязательно раскроет секреты схемотехники преобразователей, производимых группой компаний «Александер Электрик». А там есть что показать нового и интересного. Следите за выпусками журнала! Кстати, чтобы правильно рассматривать приводимый материал и логические построения, Вам обязательно понадобятся все выпуски журнала, покупайте! Библиографическая справка Где есть полезная информация по теории и практике преобразователей? Чьи фамилии нужно искать в библиографиях, в Интернете и т.д.?
Прежде всего: Ю.И. Конев, Ю.К. Захаров, Ю.И. Драбович, Ф.И. Александров, Г.С. Найвельт, Л.Н. Шаров, В.А. Коссов, Ж.А. Мкртчан, В.С. Моин, Н.Н. Лаптев, Э.М. Ромаш, Г.Н. Гулякович, Л.Е. Смольников, С.Д. Додик, К.П. Полянин, Е.В. Машуков, А.Г. Поликарпов, В.И. Мелешин, Д.И. Панфилов, В.А. Колосов, В.Г. Костиков, В.А. Головацкий, А.В. Лукин, Б.С. Сергеев, Л.Р. Гутер, Ю.Н. Шуваев, И.С. Горянский, Б.В. Кабелев, Ю.Ф. Опадчий, а также А.А. Бас, А.С. Баскин, Г.А. Белов, О.К. Березин, В.П. Борисов, М.Я. Бочарников, А.П. Буденный, С.Г. Бузыкин, С.С. Букреев, В.С. Васильев, Г.М. Веденеев, Г.С. Векслер, И.А. Войтович, Б.А. Глебов, А.В. Горбач, В.В. Губанов, В.Д. Гулый, В.Г. Еременко, Г.П. Затикян, В.И. Иванов-Цыганов, Б.Н. Иванчук, А.Ф. Кадацкий, В.И. Кадель, В.А. Карелин, Ю.П. Кинеев, В.К. Кирсей, В.П. Климов, И.И. Колосков, Н.С. Комаров, И.А. Криштафович, В.В. Крючков, А.В. Куневич, В.И. Курашов, В.С. Левинзон, К.Б. Мазель, В.В. Макаров, Г.М. Малышков, А.Г. Мартиросов, В.П. Миловзоров, В.В. Мосин, А.К. Мусолин, C.М. Ненахов, И.Е. Никитин, И.С. Османов, В.И. Орехов, В.А. Охотников, В.М. Раинчик, Ю.К. Розанов, С.Д. Рудык, В.В. Сазонов, Е.Ф. Сергиенко, Н.Н. Соловьев, И.Н. Соловьев, И.В. Твердов, В.М. Титкин, В.Е. Турчанинов, В.М. Тюрин, Д.А. Шевцов, П.Н. Шевченко, А.К. Шидловский, В.А. Цишевский, Н.П. Узберг, В.И. Хандогин, Ч.И. Хусаинов, А.И. Юрченко, Н.Н. Юрченко.

« ...»

ВВЕДЕНИЕ За последние 10 лет сильно изменилась элементная база DC/DC-пре-

образователей, появились новые материалы. А главное изменились представления о целесообразности использования тех или иных схем для получения заданных параметров. Исчезла категоричность, предписывающая использовать строго определенные структуры для конкретных типов источников электропитания. Возросло влияние экономических, рыночных факторов на выбор схемы преобразователя. Все это сделало возможным то, что еще вчера казалось парадоксальным и даже неправильным. Вот несколько примеров: 1. Однотактные преобразователи стали занимать нишу, традиционно отводившуюся для двухтактных преобразователей мощностью в единицы Вт единицы кВт. 2. Благодаря использованию высокочастотных конденсаторов большой емкости обратноходовые преобразователи стали применяться для получения низких напряжений: 5 и 3,3 В при мощностях в десятки Вт. 3. Прямоходовые преобразователи стали успешно использоваться на малых мощностях в единицы Вт.

106

Тел.: (095) 925-6047

http://www.elcp.ru

ЭНЕРГЕТИЧЕСКАЯ (СИЛОВАЯ) ЭЛЕКТРОНИКА

4. Классические структуры с ШИМ (широтно-импульсной модуляцией), признанные бесперспективными еще 10 лет назад, сегодня производятся большинством фирм в массовых масштабах. 5. Резонансные преобразователи, казавшиеся верхом «высокочастотного совершенства», занимают пока еще скромные рыночные ниши, в которых они экономически целесообразны. 6. Плоские трансформаторы с обмотками на печатной плате, где все сделано «неправильно» (даже силовые линии, и те идут не туда и не так, да и обмотка почти вся снаружи), начали использоваться в массовом производстве. 7. В противовес желанию повысить надежность за счет нивелирования теплового профиля в конструкции преобразователя (заливка, общий распределенный радиатор), появилось большое количество открытых конструкций, в которых высокая надежность достигается при значительных локальных перегревах полупроводниковых компонентов. 8. Феррит, который и в Африке феррит, за рубежом оказался совсем другим с большой индукцией и меньшими потерями. 9. Электронные корректоры мощности, созданные для уменьшения потерь и помех в сети, как оказалось, могут занимать много места, генерировать много помех, уменьшать общий КПД источника электропитания и в ряде случаев при тех же габаритах заменяются простым и надежным дросселем (конечно, с «непростым» сердечником). 10. При массовом распространении источников бесперебойного электропитания с синусоидальным выходом, многие не могут понять зачем компьютерной технике синусоидальное питающее напряжение? 11. Появились полупроводниковые микросхемы в очень маленьких корпусах с напряжениями питания более 1000 В. И так далее... Улыбайтесь. В общем, мир источников электропитания стал более разнообразным. Поэтому нужно все время изучать опыт, накапливаемый человечеством, а иногда и подвергать сомнению наиболее категоричные утверждения. Наконец-то и в России становится ясным, что образованным можно считать человека, который учится постоянно, а не просто получившего когда-то диплом. Кстати, автор давно и безуспешно пытается выяснить, зачем в типо-

вых расчетах высокочастотных трансформаторов предписывается использовать понятие габаритной мощности и зачем задается плотность тока в проводе. В действительности любой, даже совсем крохотный трансформатор не «понимает», что такое мощность, он «понимает», что такое его точка Кюри и всего лишь чувствует тепло, которое может быть разным в зависимости от системы его охлаждения. Можно задаться оптимальной плотностью тока 2...3 А/мм2 по типовой таблице расчетного пособия, а на практике увидеть, как хорошо медный провод в высокочастотном трансформаторе работает с плотностью тока 20...30 А/мм2 и более (полвитка, один виток и т.п.). ОДИНОЧНЫЙ ОДНОТАКТНЫЙ ПРЯМОХОДОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ Начнем рассмотрение импульсных преобразователей с одной из очень важных для энергетической электроники схемы одиночного однотактного прямоходового преобразователя далее ОПП (рис. 1). Это энергетически наиболее эффективная структура источника электропитания, своеобразный Mersedes Benz (если кому нравится, то BMW) среди других структур DC/DC-преобразователей. Кстати, на удивление мало описанный в литературе. Очевидно, разработчики профи, работающие с прямоходовыми преобразователями, не считают нужным делиться «тонкостями» (совсем как разработчики «Мерседесов»). Синим цветом выделены элементы, которые будут рассмотрены при дальнейшем, более пристальном рассмотрении ОПП.

Входное напряжение питания Uвх подается на последовательно соединенные первичную обмотку w1 трансформатора Т1 и ключ, реализованный на транзисторе VT1. Предположим, что ключ на МОП-транзисторе идеален, он быстро мгновенно переключается из включенного состояния в выключенное и наоборот. Падение напряжения на включенном МОП-транзисторе исчезающе мало. Источник Uвх тоже хорош, он стабильный, высокочастотный, через него без труда замыкаются высокочастотные импульсные токи преобразователя. Для переменного тока можно считать, что клеммы +Uвх и Uвх эквипотенциальны! А вот с элементами С2 и w1 не все просто. Немного поучимся Конденсатор С2 представляет собой (в некотором приближении) эквивалентную емкость всех емкостей, приведенных к первичной обмотке w1 трансформатора Т1: собственной емкости обмотки w1; приведенной емкости обмотки w2; выходной емкости транзистора VT1; емкости монтажа; и т.п., вплоть до емкости, намеренно поставленной разработчиком. В общем, емкость конденсатора С2 существует всегда, и для высокочастотных преобразователей пренебрегать ею нельзя. Обмотка w1 в первом приближении это катушка индуктивности. Для емкости и индуктивности (рис. 2) самые главные законы выражены в двух легких для запоминания формулах. Для емкости: i = C du/dt

. 1.

«Электронные компоненты» №6' 2002

107

ЭНЕРГЕТИЧЕСКАЯ (СИЛОВАЯ) ЭЛЕКТРОНИКА

и для индуктивности: u = L di/dt. Первая формула говорит о том, что быстрые изменения напряжения на конденсаторе емкостью С будут приводить к очень большим токам через конденсатор. При попытке «мгновенно» подать на конденсатор скачок напряжения (даже очень маленький) мы получим бесконечный бросок тока что на практике невозможно, т.к. источник прикладываемой энергии конечен по своим возможностям. Правило №1 конденсатор «противится» изменению напряжения на нем, реагируя бросками тока, поэтому напряжение на конденсаторе можно менять только медленно, плавно. Если на каком-то интервале времени ток (заряда или разряда) через конденсатор постоянен, то напряжение на конденсаторе изменяется линейно. Вторая формула показывает, что быстрые изменения тока в катушке индуктивности L будут приводить к очень большим напряжениям на этой катушке. При попытке «мгновенно» изменить ток в катушке индуктивности (даже на очень маленькую величину!) мы получим реакцию бесконечный бросок напряжения, что на практике невозможно, т.к. это напряжение пробьет любую изоляцию. Правило №2 катушка «противится» изменению тока в ней, реагируя бросками напряжения, поэтому ток через катушку можно менять только медленно, плавно. Если на каком-то интервале времени напряжение на катушке постоянно, то ток через катушку изменяется линейно. Так как идеальная катушка имеет нулевое сопротивление постоянному току, то постоянное напряжение на катушке долго существовать не может пойдет бесконечный ток. Поскольку у конденсатора имеется зазор между обкладками, то постоянный ток в конденсаторе долго существовать не может накопится бесконечное напряжение, и конденсатор пробьется. Отсюда еще два правила, иллюстрированные рис. 3. Правило №3 в случае стационарного периодического процесса с периодом Т ампер-секундная площадь конденсатора за период Т равна нулю. Правило №4 в случае стационарного периодического процесса с периодом Т вольт-секундная площадь

. 2.

. 3.

. 4.

. 5.

катушки индуктивности за период Т равна нулю. Т.е. площади, обозначенные «+» и «», должны быть строго равны. К радости любителей всяких «заморочек», трансформатор это не одна катушка, а по крайней мере две. Он имеет магнитопровод сердечник, обладающий напряженностью магнитного поля Н и индукцией В. Что из них первично, а что вторично, вопрос запутанный, примерно так же, как и с понятиями тока и напряжения. В общем бывает «и так, и этак». Если представить, что в катушке с количеством витков w протекает ток I, то в замкнутом магнитопроводе с длиной средней линии l рождается магнитный поток Н = w I/l (рис. 4). В результате в сердечнике развивается индукция B. Она (как и Н) свидетельство наличия магнитного потока, который проходит через обмотки w1 и w2 и рождает ЭДС, равную напряжению на первичной обмотке w1, если число витков в обмотках w1 и w2 одинаково (при разном числе витков пропорциональную отношению числа витков). Вот тут и начинается самое запутанное и непонятное. Если первичная обмотка замкнута на источник входного напряжения, а вторичная на нагрузку трансформатора, то токи I1 и I2 рождают в сердечнике магнитные потоки, которые уничтожают друг друга! Вот ведь подлость. К счастью, по первичной обмотке (первичной по отношению к направлению прохождения энергии!) всегда проходит дополнительный, часто очень небольшой ток i , это ток намагничивания. Он-то и намагничивает, и перемагничивает сердечник! Это и есть «главный герой» трансформатора. Без него трансформатор просто не работает. Именно благодаря этому току происходит движение рабочей точки сердечника трансформатора по кривой намагничивания. Т.е. при одинаковых витках w1 и w2 I1 = I2 (рис. 5), и намагничивание трансформатора не зависит от того, какой рабочий ток идет через обмотки: 1 А, 10 А или даже 100 А. Все равно рабочие токи создают взаимно уничтожающиеся магнитные потоки. Главное каким будет i . А ток намагничивания i определяется по вышеприведенной формуле для индуктивности, т.е. индуктивностью первичной обмотки L и величиной и формой приложенного к первичной обмотке напряжения: i = = 1/L u dt. Если напряжение, приложенное к первичной обмотке, по-

108

Тел.: (095) 925-6047

http://www.elcp.ru

ЭНЕРГЕТИЧЕСКАЯ (СИЛОВАЯ) ЭЛЕКТРОНИКА

стоянно, то i нарастает линейно по пилообразному закону. Внимание! Если в обычной катушке индуктивности ток не может изменяться скачком, то рабочий ток в любой обмотке трансформатора может, если в другой обмотке имеется скачок тока, направленный на сохранение общего магнитного потока в сердечнике. Другими словами, в катушке индуктивности в трансформаторе рабочий ток может «перескакивать» из одной обмотки в другую! Самое важное расчетное соотношение в трансформаторе это: U1 I1 = U2 I2. Оно следует из того, что КПД трансформатора практически равен единице. U2/U1 = I1/I2 = = w2/w1 = N коэффициент трансформации. На первый раз достаточно. Продолжим рассмотрение работы ОПП. Схема управления СУ1 подает на затвор МОП-транзистора VT1 управляющие импульсы (рис. 6а), величина которых достаточна для надежного открывания транзистора VT1. Период следования импульсов Т. Длительность каждого импульса равна tИ = @Т, где @ это коэффициент заполнения импульсов. В относительных единицах, приняв период равным единице, Т = 1, @ станет относительной длительностью импульса. Кстати, почему автор обозначил длительность импульса «собакой», а не общепринятой «гаммой», будет объяснено в следующем журнале. При открытом транзисторе VT1 первичная обмотка трансформатора w1 подключена к источнику входного напряжения Uвх. Типичная осциллограмма на стоке транзистора VT1 приведена на рис. 6б. В течение времени @ на обмотке w1 и конденсаторе С2 существует постоянное напряжение Uвх (рис. 6в). Полярность напряжения на обмотках трансформатора и на конденсаторе С2 приведена на рис. 1. На вторичной обмотке трансформатора w2 в течение @ существует такое же по форме напряжение Uw2, имеющее величину в соответствии с коэффициентом трансформации. В течение @ в точке А, куда проходит только положительная часть напряжения, имеются прямоугольные импульсы. Предположим, что емкость конденсатора С1 достаточно велика, чтобы можно было пренебречь пульсациями напряжения на нем, следовательно, напряжение на нагрузке стабильно и неизменно. Очевидно, что к дросселю L1 приложено

напряжение в виде разницы амплитуды прямоугольного импульса в точке А и постоянного напряжения на нагрузке. В соответствии с формулой для индуктивности, ток через дроссель L1 за время @ линейно возрастает (рис. 6г). Так как в это время ток дросселя проходит через обмотку w2, то такой же нарастающий ток существует и в обмотке w1. Иными словами, за время @ ток транзистора VT1 линейно возрастает (рис. 6д, 6е), и возрастание это в первую очередь вызвано нарастанием тока дросселя L1 (тонкая синяя линия на рис. 6д, 6е). Кроме того, как указывалось выше, при приложении постоянного напряжения к первичной обмотке w1 трансформатора в ней будет нарастать ток намагничивания i , его величину можно вычислить по формуле для индуктивности. Поэтому на рис. 6д, 6е показан более крутой «скос» вершины импульса, чем это обусловлено нарастанием тока дросселя L1. При выключении транзистора VT1 во время @ происходят мгновенные (в первом приближении) и плавные процессы. Выключение и спад тока транзистора VT1 происходит «мгновенно». Условно мгновенно (правильно очень быстро) разряжается до нуля конденсатор С2, так как в этот момент времени он отдает большой рабочий ток обмотке w1 (т.е. кратковременно выполняет роль источника входного напряжения). Мгновенным можно считать и закрывание прямого диода VD1 вследствие снятия сигнала с обмотки трансформатора w2 и «перепрыгивания» рабочего тока (он же ток дросселя L1) из вторичной обмотки w2 в обводной диод VD2. Дальше по времени ток дросселя будет замыкаться через VD2. Плавным является и процесс протекания тока через дроссель L1 ток просто не изменяется. И самое главное неизменным в этот момент будет и ток намагничивания трансформатора i , который протекает через первичную обмотку трансформатора w1 как через «чистую» индуктивность Lm и скачком измениться не может. Поэтому на рис. 6е показано, что в момент времени @ ток в w1 скачком спадает до положительной величины +Im. После отрезка времени @ напряжение на обмотке w1 меняет свой знак (рис. 6в). Это происходит потому, что ток намагничивания трансформатора i плавно начинает пере-

. 6.

заряжать конденсатор С2, отчего полярность напряжения на конденсаторе С2 и на обмотке w1 меняет свой знак. В это время прямой диод VD1 закрыт, и в результате вся выходная часть ОПП отключена от трансформатора (транзистор VT1 отключился еще раньше). Трансформатор становится «свободным» и представляет собой высокодобротную колебательную систему. Представим трансформатор в виде резонансного колебательного контура из индуктивности первичной обмотки L и емкости конденсатора С2. Поскольку в индуктивности обмотки L на момент времени @ задан ток Im, этот ток формирует половину синусоиды (рис. 6в), перезаряжая конденсатор С2. Длительность основания этой «половинки» синусоиды всегда будет постоянна, поскольку это половина периода частоты резонансного контура LC2. Естественно, такая же, но отрицательная по знаку половина синусоиды будет на вторичной обмотке w2. В это время к дросселю L1 приложено постоянное напряжение, равное выходном напряжению ОПП (падением напряжения на обводном диоде VD2 пренебрегаем). В соответствии с

«Электронные компоненты» №6' 2002

109

ЭНЕРГЕТИЧЕСКАЯ (СИЛОВАЯ) ЭЛЕКТРОНИКА

. 7.

формулой для индуктивности, ток в L1 линейно спадает (рис. 6г). Видно, что в результате периодического повторения процессов ток дросселя L1 непрерывен и имеет пилообразную форму. Поскольку при стационарном процессе постоянный ток через конденсатор С2 протекать не может (правило №3), делаем вывод средний ток дросселя L1 это всегда ток нагрузки Iвых. Если w1 равно w2, то можно мысленно нанести ток дросселя с его истинной величиной на графики рис. 6д, 6е (пунктирная линия). Вернемся к синусоиде. Если больше не включать транзистор VT1 после момента @, то синусоида (резонансный процесс) продолжалась бы достаточно долго, медленно затухая, т.к. потери в обмотках, конденсаторе С2 и сердечнике трансформатора Т1 невелики. Однако, «попытка» синусоиды (как будто она живая!) пересечь ось абсцисс и «проявить» положительную полярность приводит к тому, что на обмотке w2 появляется положительное напряжение (как на рис. 1), и прямой диод VD1 начинает открываться. В результате откроются оба диода VD1 и VD2, своими небольшими дифференциальными сопротивлениями фактически зашунтируют обмотку w2 и дальше через магнитную связь в трансформаторе Т1 и обмотку w1. Поэтому после прохождения первой полуволны синусоиды на графике напряжения на обмотках w1 и w2 появляется своеобразная горизонтальная «полочка», длящаяся до момента времени Т. Ну а что же происходит с нашим главным героем, «властелином ко-

лец» (автор имеет в виду замкнутую конфигурацию магнитопровода) током намагничивания i ? Как уже указывалось, он порождает резонансный процесс после отрезка времени @. Ток i перезаряжает конденсатор С2 до максимального значения амплитуды синусоиды и далее, благодаря тому, что конденсатор С2 начинает отдавать заряд в индуктивность обмотки w1, и этот ток начинает протекать через w1 в обратную сторону. Такое изменчивое поведение i легко объяснить формулой для индуктивности если напряжение на катушке индуктивности синусоида, то ток косинусоида (рис. 6ж). Ток i проходит через ноль, когда синусоида напряжения имеет производную, равную нулю. Легко предположить, что при большой добротности контура LC2 (или, как говорят, при малом декременте затухания) начальный ток +Im равен конечному току Im (рис. 6ж) (производные напряжения равны и противоположны по знаку). Далее, когда благодаря вышеуказанному короткому замыканию обмотки w1 синусоида «окончилась», происходит «консервация» тока Im до момента времени Т = 1. Что такое «консервация»? Вспомните, что для LR-цепи постоянная времени это не привычная = RC (как для конденсатора), а = L/R. То есть при стремящемся к нулю R постоянная времени резко возрастает, стремясь к бесконечности. Это означает, что если катушку индуктивности, по которой протекал ток, замкнуть накоротко, то ток будет сохраняться в катушке очень долго законсервируется! Таким образом, уважаемый читатель, мы шаг за шагом доказали, что к началу включения транзистора ток намагничивания имеет отрицательную величину, равную по абсолютному значению положительной величине Im на момент окончания импульса открытого состояния транзистора VT1. А это уже серьезно. Происходит замечательное, новое для нас явление какой бы ни была длительность рабочего импульса, ток намагничивания сам найдет середину импульса и именно в этом волшебном месте пересечет ноль (рис. 6ж) открытие! Для более серьезных (в смысле возраста) читателей будет интересен вывод автора. Магнитопровод трансформатора в приведенном однотактном преобразователе напряжения перемагничивается по симметричной петле гистерезиса, используя максимально воз-

можный диапазон индукции (рис. 4). Конечно при принятых выше допущениях и определенном намерении строителя импульсного преобразователя. А пока что давайте запишем этот вывод в число наших парадоксов (во многих учебниках утверждается другое). В точке А (рис. 1) присутствуют прямоугольные импульсы (рис. 6з), каждый из которых это фактически напряжение питания на входе Uвх, переданное через трансформатор и прямой диод VD1, имеющий очень малое дифференциальное сопротивление. Учитывая, что обводной диод VD2 (открытый на этапе паузы работы VT1) также имеет очень малое дифференциальное сопротивление, можно утверждать, что точка А «условный» выход генератора напряжения. В этом случае выходной фильтр L1, С1 можно считать интегратором, выделяющим среднюю составляющую из импульсного напряжения. Так формируется выходное напряжение на нагрузке Uвых = = @UвхN (это, кстати, называется регулировочной характеристикой). Легко заметить, что при постоянных входном напряжении и коэффициенте трансформации N можно менять выходное напряжение, изменяя коэффициент заполнения импульсов @. Так как в данном интеграторе почти нет потерь, видно, что ОПП обладает замечательным свойством он даже без всяких стабилизирующих обратных связей имеет очень небольшое выходное сопротивление, т.е. по отношению к нагрузке обладает очень полезными свойствами генератора напряжения (поэтому и «Мерседес»). Все вышесказанное относительно выходного напряжения справедливо, пока ток дросселя L1 неразрывен. Обратите внимание на рис. 6г. Если уменьшать ток нагрузки Iвых, пилообразная кривая тока дросселя L1, не изменяясь по форме, будет опускаться все ниже и ниже, пока не коснется нижними вершинками оси абсцисс, т.е. ток дросселя L1 в нижних вершинках будет равен нулю. Этот режим дросселя L1, да и всего ОПП называется граничным, до этого момента выполняется условие Uвых = = @UвхN. Дальнейшее уменьшение тока нагрузки приведет к тому, что на кривой тока дросселя L1 появятся участки с нулевым током «разрывы» (рис. 7а). На рис. 7б, 7в приведены диаграммы токов через транзистор VT1 и через обмотку w1. В результате разрыва тока дросселя L1, т.е. начиная с момента, когда ток

110

Тел.: (095) 925-6047

http://www.elcp.ru

ЭНЕРГЕТИЧЕСКАЯ (СИЛОВАЯ) ЭЛЕКТРОНИКА

дросселя L1 станет равным нулю (т.е. когда закроется обводной диод VD2), короткое замыкание w2 через VD1 и VD2 исчезнет, и ток i больше не будет «консервироваться». Абсолютная величина i начнет уменьшаться вплоть до момента времени Т = 1, рис. 7г. Поэтому открывание транзистора VT1 произойдет при меньшем по абсолютной величине токе Im, и нарастать ток i за время открытого состояния транзистора VT1 будет до большей величины +Im. Все это приведет к смещению траектории намагничивания сердечника вверх и ее приближению к участку насыщения. Это отрицательное явление, так как при насыщении сердечника резко увеличиваются потери в трансформаторе и резко возрастает ток (теперь уже нелинейный) транзистора VT1, и дальше в ОПП может произойти много бед. Напряжение в точке А (рис. 7д) перед точкой Т = 1 приобретает характерный «скол», или вид резонансного процесса. Естественно (как видно на графике рис. 7д), выходной фильтр теряет способности интегратора, так как выходное напряжение повышается и при том же значении @ становится больше среднего значения импульсной последовательности

в точке А на рис. 6з. В пределе, когда ток нагрузки стремится к нулю, интегратор L1С2 совместно с VD1 (VD2 закрыт) вырождается в пиковый детектор. При этом напряжение на выходе ОПП равно амплитуде импульсов на обмотке w2: Uвых = UвхN. Конечно, выходное сопротивление ОПП в таком режиме резко возрастает (это уже не «Мерседес»), и преобразователь теряет свойства генератора напряжения. Остается заметить, что все это безобразие называется режимом разрывных токов. Для смещения границы разрывных токов к меньшим значениям тока нагрузки необходимо увеличивать индуктивность дросселя L1. Из формулы для индуктивности легко выводится: Lдросс = UвыхТ (1 @мин)/(2Iвыхмин). Легко заметить, что при Iвых = = 0 Lдросс = , т.е. такой дроссель придется мотать «очень и очень долго». Единственный выход дополнительная подгрузка ОПП. На рис. 8 показаны горизонтальные участки кривых выходного напряжения в функции Iвых и параметра @, а также эффект «задирания» выходного напряжения при уменьшении тока нагрузки из-за режима разрывного тока дросселя L1.

. 8.

Пытливый читатель, конечно, заменил излишнюю категоричность в отношении к режиму разрывных токов ту самую, о которой с иронией говорилось в начале статьи. Скажу по секрету: при желании в режиме разрывных токов можно найти золотые крупицы великолепных качеств, но это уже последние классы начальной школы... Автор предполагает, что к этому моменту многие читатели достаточно устали. Поэтому другие интересные свойства ОПП (в том числе, назначение загадочных цепей, выделенных синим цветом на рис. 1) в следующем рассказе. В следующем классе. Далее рекламная пауза, посвященная любимой фирме.

«Электронные компоненты» №6' 2002

111

ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА: источники питания

DC/D ( )
, ..., « »,
« » , 1.
ПЕРЕХОДИМ ВО ВТОРОЙ КЛАСС В «первом классе», в предыдущей статье, мы рассмотрели начальные моменты построения одной из очень важных для энергетической электроники схем одиночного (одинарного) однотактного прямоходового преобразователя (ОПП). Были приведены две основополагающие формулы для емкости i = C du/dt и для индуктивности u = L di/dt. Сформулировано четыре правила: о неизменности на малом интервале времени напряжения на конденсаторе (№1) и тока в катушке индуктивности (№2), о равенстве нулю ампер-секундной площади за период для конденсатора (№3) и о равенстве нулю вольт-секундной площади за период для катушки индуктивности (№4). Показано, что для простейшей схемы ОПП (рис. 1) магнитопровод трансформатора перемагничивается по симметричной петле гистерезиса, используя максимально возможный диапазон индукции (!). Выходной фильтр L1, С1 ОПП является великолепным интегратором, эффективно без потерь выделяющим среднюю составляющую выходного напряжения в соответствии с регулировочной характеристикой Uвых = @Uвх N2. В результате этот Мерседес среди других структур DC/DC-преобразователей обладает замечательным свойством он даже без всяких стабилизирующих обратных связей имеет очень небольшое выходное сопротивление, т.е. по отношению к нагрузке обладает очень полезными свойствами генератора напряжения (при безразрывных токах дросселя). Итак, скорость набрана, продолжаем движение. РЕАЛЬНЫЕ ПРОЦЕССЫ В ПРОСТЕЙШЕМ ОПП Реальный ОПП имеет диаграммы напряжений и токов, несколько отличающиеся от приведенных в предыдущей статье. При выключении транзистора VT1 на диаграмме напряжения на стоке может наблюдаться узкий выброс, иногда значительной величины, многократно превышающей входное напряжение (рис. 2а). Реальное наличие накопленной энергии в индуктивности рассеяния Ls трансформатора Т1, W = i2Ls/2, при выключении вызывает выброс напряжения на стоке транзистора VT1. Поскольку величина индуктивности рассеяния мала, то этот процесс имеет небольшую длительность, рождается, как говорят профессионалы, «иголка». Далее, после короткого высокочастотного переходного процесса формируется медленный резонансный процесс, описанный в предыдущей статье, среди простого народа именуемый «пупок». Фактически мы имеем дело с двухконтурной резонансной системой, в которой распределенные и приведенные емкости трансформатора резонируют по отдельности и в совокупности c индуктивностями рассеяния Ls и намагничивания L. Вид получаемых напряжений за время резонансных процессов может быть различным. Кроме четкого разделения «иголки» и «пупка», можно наблюдать «двугорбого верблюда» и очень часто несимметричное напряжение за счет слившихся «иголки» и «пупка», это как бы половина синусоиды, у которой передний фронт крутой, а задний пологий (автор надеется, что читатели пополнят копилку экзотических названий процессов в ОПП). Необходимо добавить, что пока мы говорим о диаграмме, выделенной синим цветом (рис. 2а). При включении транзистора VT1 на диаграмме тока (рис. 2б) наблюдается «рог» треугольный выброс тока с высокочастотным переходным процессом. Появление данного вы-

. 1.

1 Пояснения автора: 1) ВИП это не человеческая важная персона, а Вторичный Источник Питания; 2) забитые и несчастные потому что системщики иногда их бьют, т.к. уверены, что записной рыжий у них в системе это ВИП, даже если микропроцессоры не считают, а двигатели не крутятся то крайний ВИП; 3) по правде говоря, автор уверен, что ВИП назвали вторичным злые системщики в связи с тем, что у них всегда нет времени на своевременную выдачу исходных данных для проектирования источника питания и к этому моменту все удобные конструктивные объемы аппаратуры уже распределены среди своих (первичных, важных) приборов; 4) по важности последствий для системы в случае отказа ВИП его давно уже пора переименовать в Первичный, да и квалификация разработчиков ВИП требуется весьма высокая, здесь не могут работать ремесленники, должны быть мастера поэты... 2 Кстати, почему «собака» (@), а не общепринятая «гамма»? Да все просто. У автора в составе PAINT (это рисовальщик), с помощью которого впервые вводится эта буква, просто нет «гаммы».

«Электронные компоненты» №7' 2002

119

ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА: источники питания

. 2.

броса связано с тем, что в момент включения транзистора VT1 диод VD2 еще находится в проводящем состоянии, диод VD1 начинает открываться, в результате образуется короткое замыкание выходной обмотки трансформатора Т1. Фактически транзистор VT1 включается на короткозамкнутый трансформатор Т1, в результате чего через транзистор VT1 кратковременно протекает большой экстраток рождается этот страшный «рог». Кстати, его величину ограничивает индуктивность рассеяния трансформатора Т1, она в это время, к счастью, не испытывает короткого замыкания. Для любителей тонкостей необходимо добавить, что для выброса тока при включении есть и другие причины, например разряд на транзистор VT1 многочисленных ранее заряженных емкостей, таких как емкость трансформатора, и т.д. Как же выживают транзисторы ОПП в таких страшных условиях существования, среди «иголок», «рогов» и «пупков»? Во-первых, выживают, за редким исключением, только МОП-транзисторы. Они имеют уникальные свойства быстродействия, перегрузочной способности, и, главное, у них практически отсутствует явление вторичного пробоя, не позволяющее надежно использовать в высокочастотных ОПП биполярные транзисторы. Во-вторых, применяются специальные схемные решения, защищающие транзисторы. Цепочка R1, С3 кратковременно берет на себя уменьшающийся рабочий ток обмотки w1, что позволяет быстро и элегантно (т.е. без потерь и Тел.: (095) 925-6047

перегрузок) выключиться транзистору VT1 при относительно плавном нарастании напряжения на стоке. Замедление скорости изменения тока w1 на этапе выключения транзистора VT1 снижает величину выброса напряжения на стоке «иголку»; вспомните формулу для индуктивности. К сожалению, за все нужно платить, здесь расплатой является дополнительная нагрузка транзистора VT1 на этапе включенного состояния, ведь заряженный конденсатор С3 приходится разряжать. Действие цепочки R1, С3 профессионалы называют «формированием траектории выключения» транзистора VT1. Индуктивность рассеяния трансформатора Т1 также может считаться элементом схемы, часто ее значение в ОПП, работающих на высоких частотах, увеличивают ферритовой бусинкой, одеваемой на вывод обмотки w1 трансформатора Т1. Роль индуктивности рассеяния двояка. С одной стороны, она вызывает выброс напряжения на стоке транзистора VT1 «иголку», но с другой она не позволяет развиться экстратоку через VT1 при его включении, ограничивая «рог» тока. С «иголкой» борются с помощью различных цепочек, например VD4, C7, R5 на рис. 1. Эта цепочка ограничивает, обрезает выброс напряжения, как показано красной линией на рис. 2а. Наконец, автор не может пропустить рекомендуемую почти во всех учебниках цепочку из дополнительной обмотки w3 и диода VD3. Диаграмма, соответствующая действию этой цепочки, выделена зеленым цветом. Идея проста. Если в DRC-цепочке типа VD4, C7, R5 мощность, соответствующая накопленной в индуктивности рассеяния энергии W = i2Ls/2, бесполезно рассеивается в виде тепла, то благодаря дополнительной обмотке w3 через диод VD3 можно сбросить, вернуть энергию W в первичный источник питания без существенных потерь энергии, как говорят специалисты рекуперировать. Да и «пупок» заманчиво срезать так же. КПД не теряется, а перенапряжение с транзистора VT1 снимается. К сожалению, в высокочастотном преобразователе реализовать эту идею затруднительно и на практике она применяется редко. Очень трудно на высоких частотах, более 100 кГц, обеспечить хорошую магнитную связь между обмотками w1 и w3, для этого необходимо наматывать эти об-

мотки одновременно. В этом случае появляются трудности с пробивным напряжением, поэтому приходится применять сложную изоляцию. Надо, чтобы обмотки w1 и w3 имели одинаковое число витков, а это находится в противоречии с желаемым диапазоном изменения @. И самое главное, введение в конструкцию трансформатора дополнительной обмотки приводит к увеличению индуктивности рассеяния Ls, увеличению накопленной энергии W, росту исходного импульса выброса, и т.д., т.е. за что боролись... Дополнительные цепочки, такие как показанные на рис. 1 R4, C6; R2, C4; R3, C5, используются для уменьшения уровня помех, рождающихся в обмотках, в элементах печатных плат, в выводах компонентов и т.д. вследствие резких изменений напряжений и токов. В этом месте уставшему читателю полезно отвлечься, тдохнуть, попить чаю, в общем, набраться сил для продолжения. ВЫБОР СИЛОВОГО ТРАНЗИСТОРА ОПП ПО НАПРЯЖЕНИЮ И ТОКУ Продолжим наше рассмотрение простейшего ОПП с вопроса выбора транзисторов и диодов по напряжению и току. Посмотрим на диаграммы, показанные на рис. 2. При максимальном коэффициенте заполнения @, например 0,66, в соответствии с правилом №4 (равенство вольт-секундной площади нулю за период), легко предположить, что «пупок», если он прописывается полностью (а это наименьшая высота пупка), будет выше примерно в 1,4 раза, чем входное напряжение, умноженное на 0,66 и деленное на (1 0,66). Попробуйте проделать эти прикидки геометрически. Формула такая: Uпуп = 1,4Uвх мин @/(1 @). Так как в это время действует Uвх мин, то максимальное напряжение на стоке транзистора VT1 будет равно Uс макс = Uвх мин + Uпуп. Возьмем типовой диапазон изменения входного напряжения, кратный К = = Uвх макс/Uвх мин, например К = 2. Тогда Uс макс1 = 3,8Uвх макс/К = 1,9Uвх макс. Можно взять @ = 0,33, что будет соответствовать Uвх макс. Здесь, конеч-

120

http://www.elcp.ru

ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА: источники питания

но, учитывается, что мы рассматриваем стабилизированный ОПП с постоянным выходным напряжением. Тогда, применяя правило №4 (высота пупка останется той же), получаем: Uс макс2 = Uвх макс + Uпуп = 2,8Uвх макс. Из двух зол выбираем худшее Uс макс2. Таким образом, если бы «иголки» выброса из-за действия индуктивности рассеяния не было, то уже пришлось бы выбирать транзистор VT1 на утроенное максимальное напряжение питания. Но, к сожалению, типовая «игла» вполне может быть в 1,2...1,5 раза выше «пупка». Да и запас по напряжению в 20...30% не помешает (Кзап = 1,2...1,3). Автор рекомендует для выбора транзистора по напряжению в простейшем ОПП использовать соотношение: Uc макс = Кзап (1,4 Ч 1,5Uвх макс + + Uвх макс) = 4...5 Uвх макс. Выбор транзистора по току для стабилизированного ОПП осуществляется исходя из выходной мощности ОПП Рвых, КПД, входного напряжения Uвх (скос верхушки диаграммы тока не учитываем). Средний ток за период Iс1 = = Рвых/(КПД Ч Uвх мин). Импульсный ток получается делением этого выражения на @, соответствующее Uвх мин, например @ = 0,66. Тогда, с учетом «рога» (Кр = 1,2...1,5), получаем: Iс макс1 = (1,2...1,5) Рвых К/(КПД Ч Ч Uвх макс Ч @макс). Для Uвх макс можно получить Iс макс2 = (1,2...1,5) Рвых/(КПД Ч Ч Uвх макс Ч @мин), естественно, в этом случае @ = @мин = @макс/К = 0,33. Таким образом, Iс макс1 = Iс макс2. Здесь выбирать не приходится. Автор рекомендует для выбора транзистора VT1 по току в простейшем ОПП (типовой КПД = 0,8, да и скос верхушки необходимо учесть, ~1,2) использовать соотношение: Iс макс = 1,5 Ч 1,2 Кзап Рвых К/ /(КПД Ч Uвх макс Ч @макс) = = 8...10 Рвых/Uвх макс.

Уважаемый читатель понимает, что с таким выбором тока можно смириться, учитывая большую перегрузочную способность МОП-транзисторов по току; все-таки это энергетика, обусловленная импульсным принципом действия. А вот мириться с очень большим коэффициентом превышения напряжения на стоке в ОПП не всегда возможно. Представьте, что максимальное входное напряжение 360 В! (Выпрямленное на верхнем пределе напряжение ~220 В.) Тогда необходимо применять МОП-транзисторы с максимальным напряжением стока 1400...1800 В (а этаких практически нет!). Путем заметных потерь КПД (с 80% до 75...70%) можно срезать не только «иголку», но и часть самого «пупка» в простейшем ОПП. Тогда возможно Uc макс = 2...3 Uвх макс, хотя и это очень много. КАК БЫТЬ? Наука подсказывает здесь два решения, направленных на снижение перегрузки по напряжению и на повышение КПД. Первое решение, так называемое «активное ограничение», подразумевает исключение активного сопротивления в DRC-цепочке VD4, C7, R5, приведенной на рис. 1, и разрешение протекать току встречно диоду VD4 в паузе (с небольшим мертвым временем для исключения сквозных токов) рис. 3. Для такого ОПП выбирается конденсатор С7 с емкостью достаточно большой величины, чтобы накопленное напряжение выбросов на нем было более или менее постоянным. Дополнительный транзистор VT2 включается с небольшой задержкой после выключения VT1 (рис. 4) и выключается несколько раньше, чем включается основной транзистор VT1. Вся энергия выбросов напряжения на сто-

ке транзистора VT1 переходит в энергию конденсатора С7, W = C Ч Uc2/2, когда ток протекает по цепи открытый VD4, С7. Затем конденсатор С7 отдает накопленную энергию через открытый дополнительный транзистор VT2 в обмотку w1, перемагничивая трансформатор Т1. После выключения дополнительного транзистора VT2 ток, к этому моменту развитый в обмотке w1 и,

. 3.

. 4.

. 5.

«Электронные компоненты» №7' 2002

121

ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА: источники питания

меньше Uвх к моменту включения транзистора VT1. Происходит самое главное резко уменьшаются перенапряжения на стоке силового транзистора (рис. 4а). В такой схеме потери КПД небольшие, а включение основного транзистора VT1 происходит более мягко, с меньшими помехами уменьшается «рог» тока стока. ЗАМЕЧАТЕЛЬНАЯ СХЕМА Другое схемное решение называется «косой полумост». Почему он косой, видно из рис. 5. В этой схеме энергия выбросов напряжения рекуперируется в первичный источник питания с помощью диодов VD3. Это позволяет сохранить высокий КПД. Но самое главное эта схема позволяет получить самое низкое напряжение на стоке силовых транзисторов VT1. Оно не превышает напряжения питания Uвх. Конечно, уважаемый читатель понимает, что силовые транзисторы открываются и закрываются одновременно. Схема косого полумоста широко применяется в ОПП, предназначен-

ных для работы с повышенными входными напряжениями питания. Эта замечательная схема позволяет использовать относительно дешевые силовые транзисторы с невысоким пробивным напряжением. В этом случае один из ее недостатков последовательное включение на пути рабочего тока обмотки w1 трансформатора Т1 двух транзисторов сглаживается тем, что низковольтные транзисторы имеют пониженное сопротивление открытого канала, вследствие чего больших потерь мощности не происходит. Диаграммы напряжений и токов для схемы косого полумоста приведены на рис. 6. Автор здесь несколько схитрил, не приводя диаграммы напряжения на транзисторах. Рассмотрение напряжения на обмотке w1 трансформатора Т1 предложено в связи с тем, что диаграммы напряжений на силовых транзисторах VT1 могут иметь различный, иногда причудливый вид в зависимости от симметричности (одинаковости) транзисторов VT1 не только в статике, но и в динамике.

. 6.

следовательно, приведший к накоплению энергии в индуктивности рассеяния Ls трансформатора Т1, W = i2Ls/2, замыкается теперь на приведенную емкость первичной обмотки w1, которая значительно меньше емкости конденсатора С7. В результате этого напряжение на стоке транзистора понижается и принципиально может стать

122

Тел.: (095) 925-6047

http://www.elcp.ru

ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА: компоненты для силовой электроники

DC/D ( )
, ..., « », ()
« » «» .
ПЕРЕХОДИМ В ТРЕТИЙ КЛАСС В «первом и втором» классах (см. «ЭК» №6 и №7 за 2002 год) мы рассматривали некоторые основы построения очень важной для энергетической электроники схемы одинарного (одиночного) однотактного прямоходового преобразователя (ОПП). Сразу нужно заметить маленькие ошибки при рассмотрении очень больших и важных вопросов иногда случаются. Вот и подписи под рисунками 6 и 7 («первый класс») должны быть совсем другими «Диаграммы токов и напряжений в элементах ОПП с неразрывным током дросселя» и «Диаграммы токов и напряжений в элементах ОПП с разрывным током дросселя» соответственно. Да и рассуждения замучили как правильно одиночный или одинарный? Дело в том, что автор приготовил для дальнейшего рассмотрения (опять же, покупайте все номера журнала!) интересные схемы, построенные на комбинации двух преобразователей. И если это будут «двойные» преобразователи тогда удобен термин «одиночный», но скорее всего автор остановится на термине «сдвоенные» и конечно правильнее «одинарный». На ту же букву, но веселее. Согласитесь, «одиночный» это чтото слишком грустное для такого замечательного и важного устройства. Итак, рассмотрев схему одинарного однотактного прямоходового преобразователя (ОПП), и присвоив ему за высокую энергетическую эффективность звание «Мерседес среди DC/DC-преобразователей», попробуем найти что-то противоположное, концептуально другое этакий «Пежо» (а кому нравится «Тойота») среди источников электропитания. Таким «Пежо» является наиболее распространенный в мировой практике одинарный однотактный обратноходовой преобразователь (ООП). Вспомните, как работает катушка зажигания в автомобиле. Вначале через контакты прерывателя с шунтирующей (помехоподавляющей) емкостью к аккумуляторной батарее подключается первичная обмотка катушки зажигания, а затем, после размыкания контактов, происходит разряд накопленной в катушке и «перепрыгнувшей» во вторичную обмотку энергии на свечу зажигания, в которой происходит дуговой разряд, кстати, стабилизирующий напряжение! Вот, когда в давние времена это придумали, тогда и появились первые ВИПы однотактные обратноходовые преобразователи. Итак что же это за «Пежо» среди ВИПов? ОДИНАРНЫЙ ОДНОТАКТНЫЙ ОБРАТНОХОДОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ Схема такого преобразователя приведена на рисунке 1. Синим цветом выделены элементы, действие которых будет пояснено при дальнейшем, более пристальном рассмотрении ООП. Входное напряжение питания Uвх подается на последовательно соединенные первичную обмотку w1 трансформатора Т1 и ключ, реализованный на транзисторе VT1. Предположим, что ключ на МОП-транзисторе идеален, он быстро (условно мгновенно) переключается из включенного состояния в выключенное и наоборот, а падение напряжения на включенном МОП-транзисторе исчезающе мало. Источник Uвх стабилизированный, и через него без труда замыкаются высокочастотные импульсные токи преобразователя. Конденсатор С2 представляет собой (в некотором приближении) эквивалентную емкость всех емкостей, приведенных к первичной обмотке w1 трансформатора Т1: собственной емкости обмотки w1; приведенной емкости обмотки w2; выходной емкости транзистора VT1; емкости монтажа; и т.п., вплоть до емкости, намеренно поставленной разработчиком ВИП. Как для ОПП, так и для ООП емкость С2 существует всегда, и для высокочастотных преобразователей пренебрегать ею нельзя. Схема управления СУ1 подает на затвор МОП-транзистора VT1 управляющие импульсы (см. рис. 2 а), величина которых достаточна для надежного открывания транзистора VT1. При периоде следования импульсов Т относительная длительность каждого импульса равна @. При открытом транзисторе VT1 первичная обмотка w1 трансформатора Т1 подключена к источнику входного напряжения Uвх. Идеальная осциллограмма на стоке транзистора приведена на рисунке 2 б. В течение времени @ на обмотке w1 и конденсаторе С2 существует постоянное напряже-

. 1.

«Электронные компоненты» №1' 2003

'%

ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА: компоненты для силовой электроники

. 2.

. 3.

. 4.

ние Uвх (см. рис. 2 в). Исходная полярность напряжения на обмотках трансформатора и на конденсаторе С2 показана на рисунке 1. На вторичной обмотке w2 трансформатора Т1 в течение времени @ существует такое же по форме напряжение, имеющее величину в соответствии с коэффициентом трансформации. До времени @ выходной диод VD1 закрыт отрицательным напряжением, поступающим с обмотки w2. В соответствии с формулой для индуктивности, ток через индуктивность обмотки w1 (через транзистор VT1) за время @ линейно нарастает (см. рис. 2 г). Так как передача энергии в нагрузку ООП не происходит (закрыт выходной диод), то в индуктивности обмотки w1 накапливается энергия W = L1 Ч I2/2. При выключении транзистора VT1 во время @ выключение и спад тока через транзистор VT1 происходит «мгновенно». Условно мгновенно (правильно очень быстро) разряжается до нуля конденсатор С2, так как в этот момент времени он отдает большой рабочий ток обмотке w1 (т.е. кратковременно выполняет роль источника входного напряжения). Но так как ток в индуктивности мгновенно исчезнуть не может, то он почти мгновенно перезаряжает конденсатор С2 в полярности, противоположной показанной на рисунке 1 до напряжения Uвых. При этом из-за появления на обмотке w2 напряжения с полярностью, противоположной показанной на рисунке 1, мгновенно открывается диод VD1. В результате обмотка w2 через диод VD1 присоединяется к конденсатору С1, т.е. к нагрузке. Здесь важно предположить, что емкость конденсатора С1 достаточно велика, чтобы можно было пренебречь пульсациями напряжения на нем, следовательно, напряжение на нагрузке стабильно и неизменно. Так как накопленная в w1 энергия практически никуда не потратилась (конечно мы учитываем, что в конденсаторе С2 теперь имеется накопленная энергия W = С2 Ч Ч Uвых2/2), она с момента времени @ начинает тратиться на заряд конденсатора С1 и на питание нагрузки (см. рис. 2 д) в виде спадающего тока обмотки w2. Нужно заметить, дорогой читатель, что «Пежо», т.е. данный ООП, не лыком шит. В нем даже в этих простейших процессах прячется интрига. Посмотрите внимательно на ри-

сунок 2. Естественно, пока ток через обмотку w2 будет существовать весь интервал от момента времени @ до 1 (т.е. до Т), обмотка w2 будет присоединена фактически к постоянному выходному напряжению через открытый диод VD1. Именно это и формирует прямоугольную часть напряжения на обмотке w1 величиной Uвых`. Но так как вольт-секундная площадь напряжения на индуктивности за период всегда равна нулю (см. рис. 2 в), то зная напряжение входного питания и время открытого состояния ключа VT1, читатель всегда элементарным образом вычислит выходное напряжение ООП. Кстати, совсем без сложных выводов, приведенных в учебниках: Uвых = Uвх Ч N Ч @/(1 @), где N = w2/w1 коэффициент трансформации Т1. Регулировочная характеристика (а данное выражение она и есть) ООП, в отличие от таковой для ОПП, нелинейна. Здесь приятный сюрприз в том, что это просто и легко выводится графически. А вот для тока через конденсатор С1, учитывая, что ампер-секундная площадь за период для конденсатора всегда равна нулю (см. рис. 2 е), легко увидеть, что если вершина импульса тока будет иметь достаточно крутой скос на интервале от @ до 1 (Т), то в конце этого интервала ток, отдаваемый конденсатором С1 (отрицательные значения тока), обязательно будет не прямоугольной формы, как это часто рисуют в учебниках, а с характерным пологим спадающим участком. Эти два интересных момента-сюрприза автор показал на рисунках 3 и 4. Регулировочная характеристика ООП (см. рис. 3) кроме того, что она нелинейна, еще говорит и о том, что в ООП такие же изменения @, как и в ОПП, приводят к большим изменениям выходного напряжения. Т.е. ООП регулируется в более широких пределах. На практике используется зона @ от 0 до 0,7 (максимум). А вот часть диаграмм рисунка 2, приведенная на рисунке 4, наглядно выявляет упомянутый спадающий участок тока через конденсатор С1. Режим, когда ток обмотки w2 за время от @ до 1 (Т) не успевает спадать до нуля, является режимом неразрывного тока. Естественно, может существовать и режим разрывного тока (см. рис. 5). Здесь есть интересная особенность ток вторичной обмотки после некоторого времени от момента @ становится равным

'&

Тел.: (095) 925-6047

http://www.elcp.ru

ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА: компоненты для силовой электроники

нулю то есть вся накопленная в трансформаторе Т1 энергия за время открытого состояния силового транзистора VT1 переходит в выходную емкость С1 и нагрузку. В результате напряжение на обмотке w2 в этот момент могло бы стать нулевым (если в индуктивности нет изменения тока нет и напряжения), однако мы забыли о емкости С2. Накопленная в ней энергия W = = С2 Ч Uвых2/2 с этого момента времени вызывает колебательный процесс (см. рис. 5 б и в), причем свободный, так как w1 свободна силовой транзистор VT1 выключен, и w2 свободна диод VD1 закрыт. На самом деле в нашей схеме все-таки есть небольшие потери в С2, которые делают упомянутый колебательный процесс затухающим. Что характерно для режима разрывных токов? Легко заметить, что принципиально изменилась вольт-секундная площадь на интервале от @ до 1 (Т). Так как рабочая часть импульса на этом интервале уменьшилась, трансформатор Т1 компенсирует вольт-секундную площадь увеличением напряжения Uвых, если вольтсекундную площадь импульса за время от 0 до @ мы оставим прежнюю, как в режиме с неразрывными токами. То есть ООП в режиме разрывных токов начинает завышать выходное напряжение! Видите, как много тонкостей возникает в работе даже идеальной схемы ООП, в этом, казалось бы, простеньком «Пежо»! Здесь вам и необходимость допущения потерь в изначально безпотерьной схеме и достаточно интересный дополнительный режим при неразрывных токах на интервале от @ до 1 (Т). Кто же дирижирует всеми этими несуразностями, есть ли здесь своеобразный «властелин колец», такой как iо в ОПП? Да это индуктивность обмоток трансформатора (достаточно оперировать значением одной индуктивности, например, L1 первичной обмотки w1, так как другие жестко с ней связаны через коэффициенты трансформации. Например, для обмотки w2: L2 = L1 Ч N2). Действительно, как мы показали, многие процессы в ООП меняют свое качество в зависимости от скорости нарастания и спадания рабочих токов в обмотках Т1. Попробуем вывести соотношение для граничного режима по току нагрузки (граничный он потому, что разделяет режим неразрывных токов и режим разрыв-

ных токов в обмотках трансформатора Т1). Перед доказательством отметим две особенности. Первая заключается в том, что ток нагрузки есть среднее значение тока обмотки w2. Действительно, ток нагрузки это постоянный ток. Через конденсатор постоянный ток протекать не может, а единственным источником энергии именно для постоянного тока на выходе ООП является обмотка w2. Так что достаточно мысленно взять площадь диаграммы тока w2 (см. рис. 2 д) и разделить ее на период T, чтобы получить ток нарузки Iвых. Вторая важная особенность ООП заключается в том, что скорость изменения (спадания) тока обмотки w2 при постоянном выходном напряжении и постоянной индуктивности L2 неизменна: di/dt = Uвых/L2. Пытливый читатель легко это выведет из формулы для индуктивности. Поэтому при заданной L1, а следовательно и L2 = L1 Ч N2, можно представлять, как мы уменьшаем ток нагрузки Iвых, а диаграмма тока обмотки w2 при этом, не меняя наклона скоса вершины импульса тока, уменьшается по высоте, пока не коснется крайней правой точкой скоса вершины импульса на оси ординат. В этом случае и наступит граничный режим, разделяющий режим неразрывных и разрывных токов. Тогда i/(T (1 @мин)) = Uвых/L2 или L1 = Uвых Ѕ T Ѕ (1 @мин)/N2 Ѕ i; но в то же время определение выходного тока как среднее значение от тока w2 дает выражение: Iвых = i Ѕ (1 @мин)/2 или i = = 2Iвых/(1 @мин). В результате получаем: L1 = Uвых Ѕ T Ѕ Ѕ (1 @мин)2/(2Iвых Ѕ N2). Из этого выражения видно, что чем меньше ток нагрузки, тем большую индуктивность трансформатора необходимо обеспечить. Вспомните, что похожий вывод мы сделали для индуктивности выходного дросселя ОПП. Также как и для ОПП, для ООП при Iвых = 0 значение L1 = , т.е. такой трансформатор придется мотать «очень и очень долго», и единственный выход для сохранения режима

. 5.

. 6.

неразрывных токов при малых токах нагрузки дополнительная «подгрузка» ООП. Характеристика выходного напряжения, в зависимости от наличия режимов неразрывных и разрывных токов, которую автор приводил для описания ОПП («первый класс») качественно актуальна и для ООП (см. рис. 6). Такая характеристика показывает эффект «задирания» выходного напряжения при уменьшении тока нагрузки из-за режима разрывного тока L1 трансформатора Т1. Но, как уже отмечалось выше, режим разрывных токов в ООП может быть весьма полезен при построении высоковольтных преобразователей. Наиболее сложное в ООП реализация трансформатора. В сущности это многообмоточный дроссель. Действительно, на интервале от 0 до @ ток в обмотке w1 протекает от

«Электронные компоненты» №1' 2003

''

ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА: компоненты для силовой электроники

ее начала к концу, формируя положительную напряженность магнитного поля магнитопровода трансформатора Т1, а на интервале от @ до 1 (Т) ток обмотки w2 также протекает от ее начала к концу и знак напряженности магнитного поля в магнитопроводе не меняется. Таким образом, магнитопровод трансформатора Т1 (теперь уже дросселя) находится под действием однонаправленного магнитного поля и постоянно намагничен. Известно, что в таком случае применяют специальные сердечники с немагнитным зазором, например ферритовые сердечники из двух половинок с за-

зором в виде немагнитной прокладки. Обычно именно этим зазором (после выбора сердечника) и формируется необходимая индуктивность обмоток Т1. Также широко используются магнитопроводы из прессованных материалов, например из МО-пермаллоя. Такой сердечник это крупинки пермаллоя, спрессованные в магнитопровод при помощи немагнитного связующего вещества. В результате наличия множества микрозазоров образуется равномерно распределенный зазор. В данной части нашего урока полезно обратить внимание читателя на положительную роль емкости С2, ко-

торую она проявляет в режиме разрывных токов. При разряде емкости С2 формировании свободного колебательного процесса ток разряда емкости С2 протекает в направлении от конца обмотки w1 к ее началу. Это приводит к эффекту определенного размагничивания магнитопровода трансформатора Т1. Здесь автор предполагает, что к этому моменту читатели безусловно устали, хотя и являются уже третьеклассниками. Поэтому другие интересные свойства ООП в следующем рассказе-«классе». Далее рекламная пауза, посвященная любимой фирме.

I События рынка

Тел.: (095) 925-6047

http://www.elcp.ru

ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА: источники питания

НАЧАЛЬНАЯ ШКОЛА ПОСТРОЕНИЯ ИМПУЛЬСНЫХ DC/DС-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ (ЧЕТВЕРТЫЙ КЛАСС)
Александр Гончаров, к.т.н., генеральный конструктор группы компаний «Александер Электрик», координатор РАПИЭП -- Российской ассоциации производителей источников электропитания
В четвертой статье цикла «Начальная школа» рассматриваются реальные процессы, происходящие в однотактном обратноходовом преобразователе (ООП) и однотактном прямоходовом преобразователе (ОПП) с учетом распределенных паразитных параметров. В статье анализируются особенности режимов работы транзисторов выходного каскада, сравниваются характеристики ООП и ОПП, даются критерии выбора оптимальной схемы для решения конкретной задачи.
ПЕРЕХОДИМ В ЧЕТВЕРТЫЙ КЛАСС В «третьем классе», в предыдущей статье мы рассмотрели принцип действия родного брата автомобильной системы зажигания -- наиболее распространенного в мировой практике построения импульсных источников электропитания одинарного однотактного обратноходового преобразователя (ООП). Входное напряжение питания Uвх подается на последовательно соединенные первичную обмотку w1 трансформатора Т1 и ключ, реализованный на МОП-транзисторе VT1. При открытом транзисторе VT1 первичная обмотка w1 трансформатора Т1 подключена к источнику входного напряжения Uвх и в индуктивности обмотки w1 происходит накапливание энергии. После закрывания транзистора VT1 накопленная энергия с помощью вторичной обмотки w2 через выходной диод VD1 поступает в нагрузку и заряжает выходной фильтрующий конденсатор С1. Регулировочная характеристика ООП нелинейна: Uвх = Uвх Ч N Ч @/(1 @) где N = w2/w1 -- коэффициент трансформации Т1, а @ -- коэффициент заполнения. В предыдущем классе мы нашли два интересных момента в работе ООП: 1) такие же изменения @, как и в ОПП, приводят к большим изменениям выходного напряжения. Т.е. ООП регулируется в более широких пределах меньшими усилиями; 2) ток через конденсатор С1 имеет характерный медленно спадающий участок во время паузы работы силового транзистора VT1, причем часть паузы ток может идти не в конденсатор (когда происходит желанный заряд конденсатора), а из конденсатора (разряд конденсатора). Так же, как и у ОПП, в ООП имеется два возможных характерных режима по току вторичной обмотки w2: режим неразрывных токов во время паузы и режим разрывных токов во время паузы работы силового транзистора VT1. Причем, в режиме разрывных токов ООП завышает выходное напряжение по сравнению с предписанным регулировочной характеристикой значением. И если главный герой, властелин колец, в ОПП -- ток намагничивания трансформатора, то в ООП главный герой -- это индуктивность обмотки трансформатора. Критическое значение индуктивности первичной обмотки w1, определяющее границу между режимами неразрывных и разрывных токов трансформатора Т1, равно: L1 = Uвых Ч T Ч Ч (1 -- @мин)2/(2Iвых Ч N2). Из этого выражения видно, что чем меньше ток нагрузки, тем большую индуктивность трансформатора необходимо обеспечивать. Вспомните, что похожий вывод мы сделали для индуктивности выходного дросселя ОПП. При этом мы отметили, что режим разрывных токов в ООП может быть весьма полезен при построении высоковольтных преобразователей. Наконец мы показали, что магнитопровод трансформатора постоянно намагничен, что диктует необходимость использования сердечников магнитопровода с сосредоточенным или распределенным зазором. РЕАЛЬНЫЕ ПРОЦЕССЫ В ПРОСТЕЙШЕМ ООП Конечно, реальный ООП имеет диаграммы напряжений и токов, отличающиеся от почти идеальных диаграмм, приведенных в предыдущей статье. Сразу после выключения транзистора VT1 на диаграмме напряжения на стоке наблюдается достаточно узкий выброс напряжения, обычно значительной величины, многократно превышающей входное напряжение (см. рис. 2а). Наличие накопленной энергии W = i2 Ч Ls/2 в индуктивности рассеяния Ls трансформатора Т1 при выключении вызывает резонансный переходный процесс на стоке транзистора VT1. Поскольку величина индуктивности рассеяния мала, то этот процесс имеет относительно небольшую длительность, и игольчатый выброс рождается, как и в ОПП. Однако здесь имеются заметные отличия от процессов, происходящих в ОПП. Во-первых, легко заметить, что в ОПП выходное напряжение формируется с помощью интегратора, усреднителя -- выходного LC-фильтра, т.е. напряжение, поступающее с выходной обмотки во время импульса (прямой ход) принципиально больше выходного. А выходная обмотка, соответственно, имеет количество витков, адекватное импульсному напряжению на обмотке.

Рис. 1. Схема силовой части одинарного однотактного обратноходового преобразователя

106

Тел.: (095) 925-6047

http://www.elcp.ru

ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА: источники питания

В ООП выходное напряжение формируется непосредственно с выходной обмотки во время паузы (обратный ход). А выходная обмотка, соответственно, имеет количество витков, адекватное выходному напряжению. В результате количество витков выходной обмотки ОПП всегда принципиально больше количества витков выходной обмотки ООП. Здесь, уважаемый читатель четвероклассник, мы делаем очень важный вывод. При одинаковых витках первичных обмоток одинарного прямоходового преобразователя ОПП и одинарного обратноходового преобразователя ООП коэффициент трансформации трансформатора ООП всегда меньше, чем у трансформатора ООП. Т.е. вторичная обмотка ООП имеет мало витков и в ООП имеется большая, чем в ОПП разница между витками первичной и вторичной обмоток трансформатора. Это обусловливает значительно худшие условия магнитной связи обмоток в ООП и как следствие, большую индуктивность рассеяния первичной обмотки трансформатора в ООП. Поэтому в ООП энергия выброса W больше, чем энергия в ОПП, а игольчатый выброс напряжения на стоке транзистора VT1 всегда выше и больше по длительности, чем в ОПП! Во-вторых, затухающие колебания игольчатого выброса в ОПП происходят вокруг линии напряжения входного питания и далее по образующей «пупка». В ООП затухающие колебания игольчатого выброса происходят вокруг приведенного к первичной обмотке выходного напряжения, т.е. вокруг линии напряжения питания плюс приведенное выходное напряжение. В результате: При одинаковой конструкции трансформатора, в ООП исходный паразитный выброс напряжения на стоке силового транзистора значительно больше по уровню и энергетике, чем аналогичный выброс в ОПП. На диаграмме тока на рисунке 2б при включении транзистора VT1 также как и в ОПП, наблюдается «рог» -- треугольный выброс тока с высокочастотным переходным процессом. Появление данного выброса связано с тем, что включение транзистора VT1 обычно происходит при значительном напряжении на его стоке, т.е. транзистору VT1 при включе-

нии приходится разряжать на себя заряженную до большой величины емкость С2. Да и выходной диод VD1 еще находится в проводящем состоянии, в результате при включении транзистора VT1 образуется короткое замыкание выходной обмотки трансформатора Т1 на выходной конденсатор С1. Но для этого случая величину экстратока, к счастью, ограничивает индуктивность рассеяния трансформатора Т1. Для предохранения силового транзистора ООП от пробоя и от губительной перегрузки по току в первую очередь необходимо применять только МОП-транзисторы. Они имеют уникальные динамические характеристики и перегрузочную способность. А главное, что у них практически отсутствует явление вторичного пробоя, не позволяющее надежно использовать в высокочастотных ООП биполярные транзисторы. Кроме того, принимаются специальные схемные решения, защищающие транзисторы по напряжению и по току. Цепочка R1С3 кратковременно берет на себя уменьшающийся рабочий ток обмотки w1, что позволяет быстро и элегантно (т.е. без потерь и перегрузок) выключиться транзистору VT1 при относительно плавном нарастании напряжения на стоке. Замедление скорости изменения тока в обмотке w1 на этапе выключения транзистора VT1 снижает величину игольчатого выброса напряжения на стоке (вспомните формулу для индуктивности). Расплатой за это положительное действие является дополнительная нагрузка транзистора VT1 на этапе включенного состояния, ведь заряженный конденсатор С3 приходится разряжать. Таким образом, с помощью цепочки R1C3 формируется траектория выключения транзистора VT1. Индуктивность рассеяния трансформатора Т1 (иногда даже паразитное явление помогает!) также может считаться схемной мерой, т.к. часто ее действие в ООП, работающих на высоких частотах, дополняют ферритовой бусинкой и т.п., одеваемой на вывод обмотки w1 трансформатора Т1. Ведь роль индуктивности рассеяния двояка. С одной стороны она вызывает выброс напряжения на стоке транзистора VT1 -- «иголку», но с другой -- она не позволяет развиться экстратоку через VT1 при его включении, ограничивая бросок тока. С «иголкой» борются с помощью различных цепочек, например VD2, C3, R1 на рисунке 1. Эта цепочка ог-

Рис 2. Диаграммы напряжения и тока стока силового транзистора ООП

раничивает, обрезает выброс напряжения, как показано красной линией на рисунке 2а. Допол